具固定 50% 占空比的简单推挽式 DC/DC 转换器常常在通信系统、医疗仪器和分布式电源中用作低噪声变压器驱动器。这种简单的解决方案不提供电压调节，需要一个低压差 (LDO) 后置稳压器，这种组合可能产生严重问题。首先，在固定 50% 占空比条件下，驱动器输入电压有任何大的变化都可能会引起 LDO 两端电压差增大，从而造成 LDO 有明显的功率损耗和高温升。其次，低开关频率需要相对笨重的变压器，有时所占空间为转换器的 30% 至 50%。

  LT3999 单片 DC/DC 推挽式驱动器具备两种重要特点，避免了以上问题。这两个特点是：占空比控制和高频工作。

  l 占空比控制允许针对很宽 VIN 变化进行补偿 (这是标准固定占空比变压器驱动器做不到的)，在面对很宽的输入范围时，极大地降低了 LDO 损耗。

  LT3999 还具备 36V 输入电压和 1A 输入电流能力，从而成为大功率且灵活的低噪声推挽式转换器 IC。

  本文一步一步地探讨两种设计程序：一种面向具备宽输入范围的推挽式 DC/DC 转换器，另一种面向具备固定输入电压的紧凑型高频变压器驱动器。

  图 1b 所示的流程图显示了怎样以 8 个简单的步骤设计推挽式转换器。按照这些步骤、采用 LT3999设计出了图 1a 所示的 10V ~ 15V 输入、12V 输出、200mA、1MHz 推挽式转换器。

  图 1：(a) 具备宽输入范围和占空比控制的 LT3999 推挽式 DC/DC 转换器;(b) 8 个简单的推挽式转换器设计步骤

  首先，用 RT 设定开关频率;其电阻值从 LT3999 数据表的表 1 中选定。

  UVLO (欠压闭锁) 和 OVLO/DC (过压闭锁/占空比) 引脚用来设定输入电压范围。能够使用双电阻器或 3 电阻器的方法。对于图 2a 所示的双电阻器方法而言，分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 1 和等式 2 计算出 RB。就低损耗情况而言，我们大家可以假设定 RA = 1M。

  图 2：采用 (a) 双电阻器方法或 (b) 3 电阻器方法，通过电阻分压器设定精确的 UVLO 和 OVLO/DC

  最大占空比 (DCMAX) 由开关周期 (TS = 1/fSW) 和两个电源开关之间的非重叠时间 (TD(MIN)) 决定，如等式 5 所示。就双电阻器方法而言，RDC 由等式 6 计算得出。就 3 电阻器方法而言，将 RA = RA1 + RA2 代入等式 6。

  VSW 是内部开关的开关饱和电压。VF 是整流二极管的正向电压。VLDO1 和 VLDO2 是正和负 LDO 的压差电压。VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO1 = VLDO2 = 0.8V 是很实用的经验法则。如果找不到匝数比与计算值准确相同的商用变压器，就选择一个匝数比接近的变压器，并相应地用等式 7 计算 DCMAX。然后，基于新的 DCMAX 值，用等式 6 重新计算 RDC。

  桥式整流器两端的峰值电压由变压器副端电压 (VSEC) 加上振铃电压尖峰组成。VSEC 用等式 8 计算。不过，振铃电压尖峰难以预测，因为这取决于环路电阻、变压器的漏电感和整流器的结电容。作为一般法则，整流器电压额定值 (VREC) 应该至少是变压器匝数比的 1.5 倍再乘以最高输入电压。因为跨桥式整流器连接了两个副端绕组，所以要乘以系数 2，由此产生整流器电压额定值计算公式：

  最小电感器值 (LMIN) 由内部开关的峰值电流限制 (ILIM) 设定，如等式 9 所示。

  较大的电感产生较好的稳定性和较低的电压纹波，但是相应需要体积较大的器件。要确定最佳电感器值，需要同时考虑对输出噪声和解决方案体积的要求。

  在输入电压达到最大值且无负载时，LDO 电压达到最大值，这时 VSEC 等于 VIN(MAX) N。LDO 的电流额定值应该大于负载电流。

  设计 RC 减振器 (图 1 中的 CS 和 RS) 的推荐方法如下：在没有减振器时，在 LT3999 开关关断时测量其 SWA 和 SWB 引脚的振铃，然后增加电容，开始时用 100pF 左右的电容，直到振铃周期延长 1.5 至 2 倍为止。

  从周期变化可确定寄生电容值 (CPAR)，再根据这个寄生电容值，就可在初始周期确定寄生电感 (LPAR)。类似地，可以用数据表中的开关电容与变压器漏电感的值来估计初始值。

  一旦知道了节点漏电容和漏电感的值，就可以给减振器电容增加一个串联电阻器，以分散功耗，并严格地衰减振铃。利用观察到的周期 (tPERIOD 和 TPERIOD(SNUBBED)) 和减振器电容求得最佳串联电阻的等式如下。参见 LT3748 数据表以获得更详细的信息。

  图 3、4 和 5 的测得结果为，通过图 1 中推挽式转换器的占空比控制，保持了 LDO 两端的 VIN VOUT 之差很低，从而最大限度降低了功耗、抑制了温度上升。图 3 显示，在每 LDO 200mA 电流时，在整个 10V ~ 15V 输入电压范围内，VDIFF 保持低于 2.5V。图 4 显示，在整个负载电流范围内，功耗从始至终保持很低。图 5 和图 6 显示了热量结果。

  为进行比较，图 7 显示了该设计在禁止占空比控制和启动占空比控制时的效率曲线。当输入电压上升时，效率显著下降。图 8 显示了禁止占空比控制和启动占空比控制时正 LDO 两端的电压差。图 9 和图 10 显示了热量结果。显然，通过占空比控制降低了电压差并提高了效率和热性能。

  图 7：禁止占空比控制和启动占空比控制时，该设计的效率比较，IOUT1 = IOUT2 = 200mA

  图 9：在图 1 所示电路中，禁止占空比控制时该设计的热像，VIN = 10V

  图 10：在图 1 所示电路中，禁止占空比控制时该设计的热像，VIN = 15V

  通常情况下，基本的未稳压变压器驱动器转换器随负载电流变化有显著变化。为了产生稳定电压，强烈建议在输出端采用一个 LDO。图 6a 显示了变压器驱动器的原理图，该驱动器采用了 LT3999，且器件数量很少。图 6b 显示了设计流程图。

  流程图中的 4 个简单步骤可用来设计如 1MHz、5V 输入、5V 输出、400mA 输出且器件数量很少的变压器驱动器。

  LT3999 的开关频率用单个 RT 电阻器设定，该电阻器根据 LT3999 数据表中给出的数据选择 (频率范围为 50kHz 至 1MHz)。

  其中 VSW 是内部开关的开关饱和电压，VF 是整流二极管的正向电压。VLDO 是未稳压变压器驱动器输出与后置稳压低噪声输出之间的压差。VLDO 是在最大电流时的压差，因此该值应该最小化。0.8V 压差足能够尽可能的防止 LDO 发热问题。一个好的经验法则是设定 VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO = 0.8V。

  变压器的电流额定值应该比输出电流高 20% ~ 50%，以留出一定的空间。

  基于电压和电流选择整流器二极管。由于中央抽头结构，因此二极管两端的电压高于变压器副端电压两倍以上。整流器的电压额定值应该高于 2N VIN = 15V，或许高 20%。CMSH1-20M (20V、1A) 可满足这些要求。

  图 11：(a) 器件数量很少的固定输入电压变压器驱动器。(b) 该变压器驱动器的设计流程图

  LT3999 是一款单片 DC/DC 变压器驱动器，具有占空比控制功能，可在高频和大功率工作。该器件允许宽输入电压范围，LDO 损耗很低，同时由于以高频工作，所以可采用小型无源组件。该器件的特点还包括高达 36V 的输入电压和高达 1A 的输入电流。